一、Buck电路
1.1 Buck电路的基本拓扑
传统Buck电路主要由输入直流电源Ui，主开关管S,续流二极管D,储能电感L，输出滤波电容C，负载R组成。
图1. 1 Buck电路图
- 输入直流电源Ui提供稳定、符合设计规格的直流输入电压；输入电压的幅值范围，直接决定了Buck电路的降压比设计边界与输出电压的可调区间。
- 主开关管S负责接收外部PWM驱动脉冲信号，周期性地完成导通与关断动作，以此控制输入侧能量向后级传递的通断状态与时长：
导通时，接通输入电源与后级储能电感，让输入电能向电感、负载侧传递；
关断时，切断输入侧与后级的能量路径，配合电感的续流特性完成降压变换。
- 续流二极管D为电感电流提供闭环续流路径，核心工作逻辑与开关管状态完全互补：
开关管导通时，二极管承受反向电压，处于截止状态，不参与能量传递；
开关管关断时，电感因电流不能突变产生感应电动势，二极管快速正向导通，为电感提供低阻抗的续流回路，让电感储存的磁场能持续向负载侧释放，同时避免电感产生高压尖峰击穿主开关管，保障电路安全。
- 储能电感L是Buck电路实现降压变换与能量连续传递的核心储能元件，是整个电路拓扑的核心。通过“电能-磁场能”的双向转换，配合开关管的通断完成能量的可控传递，同时平抑电流波动：
关管导通时，电感将输入的电能转换为磁场能储存起来，同时向负载供电；
开关管关断时，电感将储存的磁场能转换为电能，通过续流二极管持续向负载与电容释放，保障输出电流的连续性。
- 输出滤波电容C是Buck电路的核心稳压、滤波元件，直接决定输出电压的平稳性。与前级储能电感组成LC低通滤波器，滤除开关动作产生的高频电压纹波，平滑输出电压，为负载提供稳定的直流输出电压；承担瞬态能量缓冲作用，当负载电流发生突变时，电容可快速充放电补充或吸收电流，抑制输出电压的大幅波动，提升电路的动态响应能力。
- 负载R是Buck电路的服务对象与能量最终消耗端，是电路设计的核心目标参考。
1.2 Buck电路的工作原理
Buck电路工作通过MOS管的导通和关断分为两个阶段；通过电感的储能与释能实现能量的可控传递，最终完成降压输出。
MOS管开通时：
图1. 2 MOS管开通时Buck电路
输入电源供电，输入直流电源Ui向电路供电，电流流经主开关管S、储能电感L，一方面向负载R供电，另一方面为储能电感L充电，电感储存磁场能量；此时续流二极管D承受反向电压，处于截止状态。
MOS管关断时：
图1. 3 MOS管关断时Buck电路
输入电源的能量传递路径断开，储能电感L通过续流二极管D形成续流回路，将储存的磁场能量释放，持续向负载R供电；输出滤波电容C配合电感平抑输出电压波动，保障输出电压的稳定性。
1.3 Buck电路相关公式
①理想状态（连续导通模式CCM）
占空比（仅连续导通模式可用）
电感电流纹波公式
②临界状态(临界导通模式BCM)
输出负载电流；
其中为临界电流（理想状态）
其中，由输入电压、输出电压、占空比、电感量、开关频率共同决定，电感量越小、开关频率越低、占空比越小、输入电压越高，临界电流越大，电路越容易进入BCM；输出滤波电容不影响临界模式的判定，仅改变输出电压纹波大小。
③断续状态（断续导通DCM）
电压增益公式，其中归一化负载参数
1.4 Buck电路稳态工作模式
Buck电路根据电感电流的工作状态，可分为三种稳态工作模式：断续导通模式（DCM）,临界导通模式（BCM）,连续导通模式（CCM）。下面将根据调整占空比来达到不同的工作模式，并测试Buck电路中PWM输出、MOS管漏极电压VMOS(ds)、MOS管电流IMOS、电感电流IL、二极管电流ID的波形。
- 断续导通模式DCM(D=0.3)
在一个完整的开关周期内，电路的工作过程可分为三个阶段。第一阶段为开关管导通阶段，受窄脉冲驱动，开关管导通时长极短，输入电源向储能电感充电，电感电流从0开始线性上升，但因导通时间有限，电流峰值偏低；第二阶段为开关管关断续流阶段，开关管关断后，电感通过续流二极管释放储存的能量，电感电流线性下降，在当前开关周期尚未结束时，电感电流就已提前下降至0，续流二极管随之截止；第三阶段为零电流阶段，电感电流维持0值不变，直到下一个开关周期开关管重新导通，此阶段负载完全依靠输出滤波电容的放电来供电，电容电压会出现明显的跌落。
图1. 4 DCM模式仿真波形
PWM驱动为窄脉冲，开关管导通时间短。输出电压纹波相对明显，MOS管导通时Vds接近0、关断时抬升至输入电压附近。
核心特征：电感电流IL在开关周期结束前就下降至0，出现零电流区间，电流完全断续；MOS管电流IMOS仅在导通期跟随IL上升，关断后立即归零；续流二极管电流ID仅在IL下降段存在，IL归零后同步保持为0。
- 临界导通模式（BCM）
在一个完整的开关周期内，电路的工作过程仅分为两个阶段，无零电流维持区间。第一阶段为开关管导通阶段，开关管在中等脉宽的PWM信号驱动下导通，输入电源向储能电感充电，电感电流从0开始线性上升至峰值；第二阶段为开关管关断续流阶段，开关管关断后，电感通过续流二极管释放能量，电感电流线性下降，恰好就在当前开关周期结束的瞬间，电感电流下降至0，无多余的零电流维持时间，下一个开关周期开关管随即导通，电流重新开始上升。
图1. 5 BCM模式仿真波形
PWM脉冲宽度适中，输出电压纹波小于DCM模式，Vds变化与PWM时序完全同步。
核心特征：电感电流IL导通时线性上升、关断时线性下降，恰好在下一个开关周期导通的瞬间下降至0，无零电流区间，是连续与断续的临界状态；IMOS、ID分别在导通、关断期跟随IL同步变化，周期结束时ID同步归零。
- 连续导通模式（CCM）
在一个完整的开关周期内，电路的工作过程仅分为两个阶段，全周期内电感电流始终大于0。第一阶段为开关管导通阶段，宽脉冲驱动下开关管导通时间长，输入电源向储能电感充电，电感电流从一个大于0的谷值开始线性上升至峰值；第二阶段为开关管关断续流阶段，开关管关断后，电感通过续流二极管持续释放能量，电感电流线性下降，但在整个开关周期内，电感电流的谷值始终大于0，不会出现归零的情况，续流二极管在整个关断阶段保持导通状态，电感持续向负载和滤波电容传递能量。
图1. 6 CCM模式仿真波形
PWM为宽脉冲，开关管导通时间远长于关断时间，输出电压纹波最小、最平稳，Vds仅在极短的关断时段抬升。
核心特征：电感电流IL在整个开关周期内始终大于0，全程无归零时刻，电流完全连续；IMOS仅在导通期跟随IL上升，关断期归零；ID在关断期跟随IL下降，全程不会归零，直至下一个周期MOS管导通才同步归零。
表1.1 三种工作模式对比
DCM | BCM | CCM | |
对应占空比 | 0.3 | 0.6 | 0.9 |
电感电流核心特征 | 周期内提前归零，存在零电流区间 | 周期结束瞬间恰好归零 | 全周期始终大于0，无归零 |
输出纹波 | 最大，电压波动明显 | 较小，平稳性中等 | 最小，输出最平稳 |
核心特性 | 输出受负载影响大，稳定性差 | 连续与断续的临界边界 | 输出精度高，受负载影响小 |
1.5总结
本报告系统梳理了经典Buck降压电路的拓扑结构、核心工作原理，对比分析了CCM、BCM、DCM三种稳态工作模式的特性差异，为该电路的入门学习与工程应用提供了理论与实操参考。
二、硬件电路结构与测试报告
2.1硬件电路结构
2.1.1电路整体架构
图2. 1展示了详细电路结构：外部电源经缓上电模块安全供电，DC/DC 降压模块通过调节 PWM 占空比调节输出电压。
图2. 1电路架构
2.1.2缓上电模块
该电路核心作用是限制电容的充电电流，设备热插拔上电时，可抑制电容瞬间涌入的冲击大电流，避免产生电火花，同时规避浪涌电流带来的各类故障问题。
图2. 2 缓上电电路
（1）上电过程（缓启动）
RC延迟使Q13栅极电压缓升 → Q13导通电阻渐减 → VIN缓慢爬升。
（2）稳态工作
Q13完全导通（低阻） → VIN ≈ MAIN_VIN → DC/DC正常升降压。
（3）关断过程
MAIN_VIN跌落，Q13栅极电荷经R78/R125泄放 → Q13迅速截止 → VIN快速归零。
2.1.3 DCDC模块
1.控制逻辑
单片机通过 TIM1_CH1/CH1N 引脚输出互补 PWM 控制信号，经 RC 滤波后送入隔离驱动芯片 NSI6602A 的原边；驱动芯片在 5V 原边供电、12V 隔离电源提供的副边驱动电源下，将单片机侧的弱控制信号进行电气隔离并放大为高驱动能力的栅极驱动信号；信号再经限流电阻与钳位二极管后送到 MOS 管栅极，控制 MOS 管的导通/关断，实现对功率回路的开关控制。
2.NSi6602A驱动芯片关键参数：
(1)类型：双路隔离 MOS 栅极驱动器
(2)输入供电：2.7~5.5V
(3)输出供电：7~25V
(4)峰值驱动电流：源4A / 灌6A
(5)最高开关频率：2MHz
(6)传播延迟：典型 25ns，通道匹配<5ns
图2. 3 MOS驱动电路
3.IRFP4668PbF开关管关键参数
(1)类型：N 沟道功率 MOSFET
(2)耐压：VDSS=200V
(3)电流：ID=130A（25℃），92A（100℃）
(4)导通电阻：RDS(on)=8mΩ(典型)/9.7mΩ(最大)（VGS=10V）
(5)栅极电荷：Qg=161nC (典型)
(6)阈值电压：VGS(th)=3.0~5.0V
(7)结温：-55℃~+175℃
(8)功耗：PD=520W
(9)栅压：VGS=±30V
图2.4 展示了DCDC电路通过上下桥 MOS（Q2/Q3）构成半桥开关，将输入电压在开关节点进行高频切换，经电感 L1 实现能量传递与电流平滑，并结合电流传感器U3实现电流检测与反馈控制，从而完成可控的功率变换与调节。
图2. 4 DCDC降压电路
4.DCDC电路完整模型
理想模型仅用于分析电路的基础能量转换逻辑，完全脱离实际电路的非理想特性，无法支撑真实电源设计。完整模型将电路中所有关键非理想因素寄生电感、寄生电容纳入分析，是连接理论与实际设计的核心桥梁。
图2. 5 DCDC电路完整模型
寄生电感：Lup1、Lup2、Ldown1、Ldown2
来源：1.MOSFET 封装引脚电感（漏极、源极）
2.PCB 走线电感（开关节点→下管漏极，下管源极→地）
影响：1.寄生电感在开关换流瞬间会产生电压尖峰叠加到 MOS 管漏源电压上，造成过冲，存在器件击穿风险。
2.引发高频振铃，恶化 EMI 干扰、增加额外开关损耗
寄生电容：Coss1、Coss2
来源：1.MOSFET 输出电容（漏源极间寄生电容）
2.PCB 走线间、开关节点对地的寄生电容
影响：MOSFET 的输出电容Coss1、Coss2会与寄生电感组成 LC 谐振回路，在死区时间（上下管均关断）产生高频振荡。
抑制寄生电感、电容影响的措施：
1.布局优化：将电容尽量靠近桥臂首尾两端布置，减小电流回路面积，从而降低集生电感。
2.电容选型与搭配：采用高低频组合滤波，搭配低频大容量电解电容与高频薄膜/陶瓷吸收电容，并就近布置，实现宽频段干扰与冲击电流抑制。
2.2波形测试
2.2.1DC-DC输入电压
周期：25us
峰峰值：1.766V
图2. 6 DC-DC输入电压
2.2.2DC-DC输出电压
纹波：166.6mv
峰峰值：850mv
图2. 7 DC-DC输出电压
2.2.3DC-DC电流波形
周期：24.9mv
幅值：306.6mA
图2. 8 DC-DC电流波形
2.2.4DC-DC上下管驱动信号波形
上升时间：1.46us
死区时间：240ns
图2. 9 DC-DC上下管驱动信号波形
2.2.5 DC-DC桥臂中点电压
上升时间：75.99ns
下降时间：55.99ns
振铃幅值：20V
图2. 10 DC-DC桥臂中点
