做射频功放这几年被问得最多的一句话就是为什么现在基站功放项目十有八九都绕不开Doherty等自己真正在ADS里动手设计Doherty功放之后答案才慢慢清晰现代通信信号的峰均比太高传统AB类功放在平均功率点的工作效率低到让人心疼而Doherty能靠两路管子配合把高效率区间拉到功率回退区域。这篇是ADS设计Doherty功放连载的第一篇我会从原理、指标规划、单管Load Pull到第一版拓扑拼接把从零起步的完整思路讲清楚。适合刚开始接触Doherty、想在ADS里把架构跑通的射频工程师也适合正在看书本理论但不知道从哪一步落地的同学。1. 都是PAPR惹的祸现代通信信号把AB类功放逼到了墙角1.1 从一段4G/5G调制信号说起干射频功放的人前两年几乎天天听到一个词叫“峰均比”英文缩写PAPRPeak-to-Average Power Ratio。4G/5G基站的发射信号基本都是OFDM体制多载波叠加之后信号包络的峰均比普遍在8dB到12dB之间。换句话说信号的真实平均功率比瞬时峰值功率低了近一个数量级。举个例子如果一台发射机上报的平均输出功率是43dBm20W那么它的瞬时峰值功率经常冲到52dBm左右约158W。功放必须具备把峰值“顶”上去而不失真的能力但绝大多数时间它都工作在与峰值相差很多的地方。传统AB类功放的特点大家都清楚效率曲线几乎贴着输出功率走越接近饱和点效率越高一旦从峰值功率回退6dB漏极效率往往只剩20%上下。这就产生了一个悖论设备买回去每天最主要的做功状态恰好是功放效率最差的区间。热量、电费、散热器体积全都跟着变大基站侧几千个通道同时工作这个账算下来非常可观。这就是为什么现代基站功放最后基本都选了Doherty架构。Doherty的核心优势不在于让峰值效率变得更高而在于把“高效率区”向平均功率方向拉近让功放在6dB、甚至更深的回退区间里依然保持较高效率。ADS在这里的价值也很直接你不需要在调试台上反复焊板子就能把两路管子的偏置、匹配、相位关系先摸清楚。1.2 AB类与Doherty效率的直观对比先给一个量级概念不谈具体型号只说典型趋势。假设一款10W级GaN管做单管AB类在饱和点漏极效率能做到65%左右同样这款管子在6dB回退点时效率可能只剩25%到30%。把它放到对称Doherty架构里6dB回退点的效率通常能做到45%到50%峰值效率还能维持在55%以上。至于10dB这种深度回退Doherty依然能保持30%左右而单管AB类常常已经掉到20%以下。工作点传统AB类功放效率对称Doherty效率饱和点附近60%-70%55%-65%6dB回退点25%-35%45%-55%10dB回退点15%-20%30%-40%这些数字会随管子型号、频率、匹配质量变化但趋势非常明确。Doherty的效率并不是“白捡”的代价是电路复杂度成倍上升——多一路功放、多一个功分器、多一段四分之一波长线而且对相位一致性非常敏感。我在ADS里做Doherty项目时最深的体会是如果一上来就急着摆管子、拉微带线后面几乎一定会返工。所有关键决定比如载波功放匹配到哪个阻抗点、峰值功放偏置压到什么深度都来自你对Doherty原理的掌握程度。所以这个系列的第一篇我先把原理和ADS里的第一阶段工作揉在一起讲。2. Doherty的“双人组合”有源负载调制是怎么把效率抬上去的2.1 三个功率区间两种管子状态Doherty功放通常由一个载波功放Carrier PA也叫Main PA和一个峰值功放Peak PA也叫Auxiliary PA组成。载波功放偏置在AB类负责平时绝大多数输出功率峰值功放偏置在C类大信号时才开始介入。两者不是简单的“并联放大”而是各司其职。按输出功率大小可以把Doherty的工作过程分成三个区间。低功率区也就是输出功率比峰值低6dB以上的区间峰值功放因为C类偏置输入信号幅度不足以让它导通整个功放只有载波功放在工作。这时候载波功放端看到的负载阻抗被四分之一波长线拉高它比单管AB类电路更早进入电压饱和状态。AB类功放在接近饱和时效率才会上去所以这个区间Doherty的效率明显高于同功率等级的普通AB类。转折区大约在6dB回退点附近载波功放恰好进入饱和效率达到第一个高点。此时峰值功放的输入信号幅度也跨过了C类导通门限开始有电流输出。峰值区也就是接近最大输出功率的区间峰值功放完全导通向合路点注入电流通过有源负载调制把载波功放端看到的等效阻抗压低让载波功放继续保持电压饱和同时自身也输出相当一部分功率。两路一起把总功率推到最大。“有源负载调制”这个术语说的就是峰值功放导通强弱改变载波功放等效负载的过程。功放效率高的物理本质是电压饱和Doherty的哲学就是尽量让载波功放“一直饱和着干活”。2.2 四分之一波长线是电流联合的枢纽在对称Doherty架构里载波功放的输出端串接一段特征阻抗为Z_T的四分之一波长线然后与峰值功放输出在合路点汇合再接负载RL。峰值功放支路没有四分之一波长线这是有意为之。四分之一波长线在这里起两个作用。第一个是阻抗变换把合路点看到的负载按Z_T²/RL的比例变换到载波功放端。第二个是电流隔离它让峰值功放注入合路点的电流不会直接倒灌进载波功放而是参与负载调制。用工程化的方式描述假设载波功放的单管最优负载阻抗是Ropt合路负载RL50Ω四分之一波长线特征阻抗Z_T50Ω。峰值功放完全截止时从载波功放端看进去的等效负载约为Z_T²/RL50Ω如果Ropt25Ω那这就是2倍Ropt载波功放在低功率状态会提前进入饱和。峰值功放满电流注入后等效负载被压低到接近Ropt25Ω载波功放又在饱和状态下继续输出更大功率。这个“负载从2倍Ropt被调制到1倍Ropt”的过程就是Doherty效率曲线出现第二个峰值的根本原因。这里要特别强调因为载波支路的四分之一波长线会带来约90度的相位延迟而峰值支路没有这根线两路信号到达合路点时的相位天然不一致。解决的办法是在峰值功放输入端加补偿线让两路在合路点同相叠加。这个细节在ADS仿真里看起来只是加一段传输线实际工程中却经常因为补偿线长度算错导致合成效率掉好几个点。我会在第五章专门讲怎么在ADS里确定补偿线长度。为了照顾刚接触Doherty的读者我用一个生活类比辅助理解载波功放像一辆混动汽车的小排量发动机平时独自工作燃油效率很高遇到需要大动力时大发动机介入两套动力一起发力。小发动机的转速被控制在高效区间这就是Doherty的基本思路。3. 在ADS里动手前先把设计蓝图和管子模型这块硬骨头啃下来3.1 设计指标先把“做到什么程度”写清楚很多工程师做设计是“边做边定指标”这在工程里最容易埋雷。我的习惯是在ADS工程里新建一个文本文件把目标指标写死后面每一轮仿真都拿它来对照。拿一个典型的5G 3.5GHz对称Doherty项目举例设计参数目标值说明工作频率3.4-3.6 GHz5G n78频段平均输出功率43 dBm约20W基站典型值峰值输出功率49 dBm对应约6dB峰均比增益≥12 dB两路合路后的总增益6dB回退漏极效率≥45%Doherty核心卖点平均功率漏极效率≥40%实际调制信号下关注值这里我特意把回退量定在6dB这是经典对称Doherty的典型参数。如果你后来想做不对称Doherty回退点和两路功率比都需要重新推导但对于第一轮学习和验证标准对称结构足够。指标定完之后目标频点、扫描带宽、最大功率这些数据要在ADS工程里固定下来。ADS是个很灵活的软件但这种灵活性也意味着如果你不主动约束很容易把仿真时间浪费在无用设置上。把指标放到工程注释里是一个成本极低、收益很高的习惯。3.2 管子选型10W级GaN是很好的设计载体目前能用于Doherty的功率管主要是GaN HEMT和LDMOS。LDMOS在中低频段非常成熟成本低但在3.5GHz及以上增益和效率都开始吃力。这个项目选择GaN。从学习验证角度看Wolfspeed CGH40010F这类10W级GaN管是很好的选择厂家PDK模型成熟饱和功率大约40dBm级别偏置灵活而且功耗不算大调试过程中即便偏置设错烧管子的代价也相对可控。用它搭对称Doherty整体峰值输出功率可以做到43dBm附近和上面的教学指标正好匹配。如果想做几十瓦甚至上百瓦的工程级Doherty可以参考NXP、Ampleon、Wolfspeed的大功率型号设计流程完全一样只是偏置电流、散热、模型精度层面的要求更高。对比维度10W级GaN如CGH40010F大功率GaN如100W级LDMOS适用频率DC-6GHzDC-6GHz主要2.5GHz以下饱和功率约40dBm约50dBm视型号而定模型成熟度高高高设计难度低适合入门中高中成本低高较低不管选哪款关键动作是把厂家模型正确装入ADS。常见问题包括PDK是zip压缩包而不是安装程序模型库下载后没有加入工程搜索路径模型要求单独的license文件没放进安装目录。这些卡顿很消耗时间我的建议是按厂家文档一步步来遇到报错就把完整错误信息复制到搜索引擎不要在工程设置里乱改。3.3 在ADS里做模型自检DC扫描定偏置点模型装好之后不要急着搭放大器。先用DC仿真摸清管子的静态特性。我会在原理图里放一个CGH40010F模型固定漏极电压Vds28V扫描栅极电压Vgs从-3.5V到0V画出漏极电流Id随Vgs变化的曲线。这一步能确认几件事夹断电压大概在什么位置多少栅压对应多少静态电流模型是否正常工作。GaN管的夹断电压通常在-3V到-2.8V附近。载波功放要偏置在AB类比如设置Idq约为200mA峰值功放要偏置在深C类通常把Vgs压在夹断电压以下0.5V到1V让静态电流很小。这个“静态工作点差异化”是Doherty能否正常工作的第一道关键。注意即使都是GaN管同一型号不同批次的夹断电压也会有差异。ADS仿真用的是模型特性是固定的但你在实际调试硬件时一定要重新测一遍Id-Vgs曲线不能直接照搬仿真值。这也是为什么工程师常说要“先摸管子的脾气”。4. 单管Load Pull是Doherty项目的第一道坎怎么跑、怎么看、怎么选4.1 为什么要做负载牵引而不是直接匹配到50Ω很多新手会问管子数据手册里不是给了参考匹配电路吗为什么还要自己在ADS里做Load Pull因为数据手册里的参考电路是针对该管子做单管AB类最优匹配而Doherty里载波功放的负载条件完全不同。它需要在“被峰值功放动态调制”的负载环境下工作手册给的值只能作为初值最终必须用Load Pull找到这个特定偏置、特定频率、特定功率下的最佳负载阻抗区域。ADS里做Load Pull最方便的是用DesignGuide里的模板。操作路径大致是DesignGuide - Amplifier - Load Pull Templates。模板分为Source Pull和Load Pull还有1-tone和2-tone的区别第一次做选1-tone Load Pull即可。模板生成后按下面顺序修改把默认管子替换成你模型库里的CGH40010F确认模型引脚映射正确设置偏置电压Vgs设为AB类工作点Vds28V把频率变量freq设为3.5GHz输入功率Pin设为扫描变量我用28dBm到32dBm、步进1dB负载牵引控件里先让Zload在Smith圆图中心附近扫幅度0.2到0.8、步进0.1相位0到360度、步进30度这是一轮粗扫固定源阻抗为初步估算值完全没概念时可以用模板自带的50Ω先跑再根据增益结果修正。仿真跑完后在数据显示窗口里画Pdel圆形等值线和PAE圆形等值线。对10W GaN管在3.5GHz、Vds28V一个印象值是这样最大输出功率的阻抗可能在十几欧姆到二十几欧姆实部附近伴随一定感抗最大效率的阻抗通常更高一点实部可能到30欧姆上下。这个数值会因模型版本、偏置条件、谐波处理方式而不同不能死记数字重点是理解圆图的趋势。4.2 源牵引别忘了做负载牵引之前或之后强烈建议补一轮Source Pull。源阻抗直接影响增益和回波损耗如果源端不是最优阻抗经常会出现“负载牵引图上最大效率点很高但实际电路增益不够”的假象。ADS模板同样有Source Pull模板方法一致固定负载阻抗扫描输入源阻抗。一个实用的工程技巧是先用粗略网格把最优区域找出来再在那个小区域用精细网格跑第二轮。粗扫可以用幅度0.7、相位步进30度找到区域后把相位步进缩到5度、幅度步进缩到0.05。这样能省不少仿真时间尤其是后续要做频带扫描和多谐波分析时节省的时间相当可观。提示源牵引和负载牵引是“鸡生蛋、蛋生鸡”的关系。源阻抗会影响负载牵引结果负载阻抗也会影响源牵引结果所以工程上通常要交替迭代两到三轮才能稳定。ADS模板支持把上一轮的优化结果直接代入下一轮仿真熟练之后这个迭代过程并不算繁琐。4.3 关于载波功放负载阻抗的“反常”选择这是Doherty设计里最容易颠覆直觉的一点单管Load Pull得到的最大功率或最大效率阻抗点并不能直接作为载波功放的最终匹配目标。原因是在Doherty里载波功放在低功率和峰值功率下看到的负载阻抗是动态变化的。还是用之前的例子假设载波功放单管最优负载Ropt约25Ω合路负载RL50Ω四分之一波长线特征阻抗Z_T50Ω。峰值功放完全截止时载波功放端看到的等效阻抗约50Ω也就是2倍Ropt让载波功放提前饱和峰值功放满电流注入时等效阻抗降到约25Ω让载波功放保持饱和继续输出。这意味着载波功放的负载匹配网络必须保证这两个状态下都工作在管子高效率区域。实际操作中我会在Load Pull的基础上再做一次“阻抗轨迹检查”把载波功放匹配网络设计好后分别在峰值功放截止和导通两种条件下查看载波功放端口实际等效阻抗是否落在单管Load Pull的高效率区域内。这一步在ADS里可以用负载牵引测量控件加参数扫描实现稍微复杂但回报很高。很多Doherty项目最终效率上不去问题就出在这个阻抗轨迹没有闭环校验。做Doherty脑子里的思维方式要转变你不是在给单管找一个最优阻抗点而是在给一个会变化的工作区间设计匹配网络。Load Pull结果只是起点不是终点。5. 第一次在ADS里把两路“拼”起来功分器、相位补偿和偏置细节5.1 威尔金森功分器与第一版拓扑开始搭Doherty整体电路时我的习惯是从原理框图到ADS原理图逐级搭建不要一上来就摆一个大而全的电路。先把3dB威尔金森功分器摆上输入端用50Ω端接然后把载波功放和峰值功放分别搭成初步放大器先不追求精细匹配用理想匹配或粗匹配把基本性能跑通最后把两路输出合路点、四分之一波长线连好。ADS里的微带线模型MLIN、MCURVE等和衬底设置要提前做对。3.5GHz这类频段我常用Rogers 4350B板材介电常数3.66板厚0.508mm铜厚1oz。衬底参数直接决定四分之一波长线的物理长度和特性阻抗衬底没设对后面原理图和版图阶段的所有微带线长度都会对不上。功分器这一级有几个工程细节值得注意威尔金森功分器的两个输出支路之间要放一个隔离电阻通常取100Ω原理图仿真里用理想电阻就可以但版图阶段要留意电阻的寄生电感。另外功分器两个输出端到两支路的走线要尽量等长否则会额外引入相位差让后面的相位补偿计算变得更复杂。5.2 相位补偿线Doherty里最容易出错的一个元件前面反复提过载波支路的四分之一波长线会带来90度左右的相位延迟导致载波功放支路输出到达合路点时相位比峰值功放支路落后约90度。如果不补偿两路电流在合路点的叠加不是同相轻则效率下降重则输出功率直接凹陷。在ADS里的做法是先把峰值功放的输入端匹配好然后在峰值支路输入端串联一段电长度等于载波支路四分之一波长线电长度的微带线。或者先用ADS里的理想移相器模型试算确认补偿量之后再把理想移相器替换成微带线模型验证。我更推荐用参数扫描来确定补偿线长度把补偿线的物理长度设成变量L_phase跑谐波平衡仿真扫描L_phase观察合路输出功率的变化。输出功率最大的L_phase就是当前偏置和频率下的最佳相位补偿长度。这个方法很直观也能帮你理解相位对齐对Doherty效率的敏感程度。扫描步长可以设为0.5度电长度你会在效率曲线上清楚看到“差一度、掉一点”的残酷现实。实际项目中最佳补偿长度还会随温度、偏置、频率变化。宽带Doherty里甚至需要引入可调节的相位网络但这已经超出第一篇的范畴。先记住核心原则补偿线长度必须让两路信号在合路点同相叠加。5.3 偏置网络靠几处ADS细节决定成败偏置网络在原理图里往往最容易被“带过”但它的影响非常大。载波功放的AB类偏置点和峰值功放的C类偏置点必须稳定不能随输入功率增大而漂移太多漏极馈电网络要在目标频段呈现高阻抗避免射频能量从偏置通路漏掉。我在第一版验证时可以用理想扼流电感但为了提前暴露问题会在偏置端点并联一组宽频去耦电容比如100pF并联10nF再串联一段高阻四分之一波长微带线作实际馈电线。这样仿真出的稳定性、谐波短路条件和版图阶段更接近。代价是仿真时间略增但换来的是后面省掉大量调版时间。稳定性分析也建议在拼接第一版整电路时就做起来。用ADS的Stability Factormu、mu_prime分别对两路检查。GaN管普遍有低增益时自激的风险偏置网络的地回路、合路点隔离度都会影响稳定性。我在一个项目中吃过亏峰值功放的C类偏置让管子在小信号时处于低电流区增益波动剧烈稳定性分析如果没做全调试台上很容易看到莫名其妙的振荡。ADS的稳定圆仿真可以在原理图阶段就帮你排查掉大部分风险。提示Doherty两路静态工作点的差异化是整个架构的命门。载波功放必须AB类峰值功放必须C类两者不能互换也不能为了省事都设成AB类。峰值功放在小信号时一定要“关得住”否则负载调制规律全乱效率优势荡然无存。5.4 第一轮整机HB仿真要看什么拓扑搭好、偏置设置好、补偿线长度初步确定后跑一次完整的谐波平衡仿真。扫描输入功率从0dBm到33dBm左右重点看四个指标增益曲线是否平坦是否在峰值功率区出现明显压缩输出功率是否达到目标峰值漏极效率曲线是否在6dB回退点附近出现“双峰”特征两路漏极电流和功率贡献确认峰值功放是从回退点附近才开始明显导通。如果峰值功放过早导通先检查C类偏置电压是否压得不够深如果6dB回退点效率上不去优先检查载波功放在低功率状态下看到的负载阻抗是否符合设计值如果增益偏低回头看源牵引结果和输入匹配。还有一个小提示第一次整机仿真时输入功率扫描步进设小一点0.5dB或1dB都行尤其在Doherty转折区附近效率曲线变化很陡步进太大容易错过关键点。我自己调试时习惯在转折点附近加密扫描这样能清楚看到效率峰值的真实形态。这次先聊到这儿。把Load Pull流程跑通、把相位补偿线确定下来是整个Doherty项目能稳定出效率的根基。我在第一次做Doherty仿真时天真地以为两个管子拼在一起效率自然就上来了结果第一轮整机仿真效率还不如单管AB类后来一项项排查才发现是相位补偿线长度不对加上峰值功放静态工作点压得不够深。把这些细节都核对清楚之后Doherty的效率优势才真正体现出来。下一篇连载我会接着写载波功放与峰值功放的匹配网络设计、四分之一波长合路网络特征阻抗的精确选取以及如何在ADS里做Doherty的带宽和线性度优化。